基于LM5034有源钳位正激变换器设计

苏 通，马文超

(中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏无锡 214035)

正激变换器由于电路结构简单、变换效率高、能够实现输入输出电气隔离，而被广泛应用在中小功率场合中。传统正激变换器为了保证变压器的磁复位防止变压器饱和，需要增加额外的辅助绕组，限制了最大占空比不能大于50%，增大了主功率管的电压应力，造成了较低的变换效率。有源钳位技术[1]的提出，实现了无需增加辅助绕组即可完成正激变换器磁复位，磁芯工作在第一和第三象限，双向磁化提高了磁芯利用率。同时拓展了占空比范围，实现了漏感能量的回收利用和主功率管的电压钳位，减小了主功率管的电压应力。在特定条件下能够实现原边功率管的零电压开通(ZVS)，提高了变换器的效率[2]。本文分析了有源钳位正激变换器的工作原理，以原理样机为例，详细分析了主电路各参数的设计方法，给出了计算公式和选型依据，可作为工程应用参考。

1.1 工作原理

根据钳位支路连接方式的不同，有源钳位分为高端有源钳位和低端有源钳位两种拓扑。本文采用低端有源钳位正激变换器拓扑，有源钳位正激变换器拓扑电路见图1。钳位支路由P 型功率管Q2 和钳位电容Cc 组成。有源钳位电路工作原理如下[3]：主功率管Q1 关断时，变压器漏感Lr 和Q1 寄生电容发生谐振，Q1 两端电压开始上升，当达到钳位电容电压VCc时，钳位功率管Q2 体二极管导通，Q1 功率管两端电压被钳位在钳位电容电压VCc，起到电压钳位的作用。经过一段死区时间后开通Q2，Q2 能够实现零电压开通。此时副边S2 导通续流，漏感Lr 和钳位电容Cc、Q1 寄生电容继续谐振，励磁电流谐振到零后开始反向增加，变压器进行磁复位。在主功率管Q1 开通前，流过变压器的电流已经反向，关断Q2 后变压器漏感Lr 将和Q1 结电容谐振，Q1 两端电压开始下降，一段死区时间后开通Q1 能够实现Q1 的软开关，当满足一定条件时，可以使Q1 开通前漏源极电压降低到零，实现零电压开通(ZVS)，此时副边S1 导通向负载传递能量。有源钳位正激关键点波形见图2。功率管S1 和S2 为同步整流管，对于低压大电流输出应用场合采用同步整流能够降低损耗提高变换器效率[4]。

图1 有源钳位正激变换器拓扑

图2 有源钳位正激关键点波形

1.2 LM5034 芯片

LM5034 是由美国TI 公司推出的一款具有有源钳位功能的电流模式控制器，其内部包含两个独立的控制器，主功率管驱动OUT1 和OUT2 相位相差180°，既可用于两路独立电路的控制，也可用于两路交错并联电路的控制。端口AC1 和AC2 为两路钳位功率管PMOS 驱动，OUT 和AC 驱动的死区时间可以通过OVLP 端口的外置电阻调整。芯片工作电压范围13～100 V，最高2 MHz 的可调振荡频率，内部集成斜坡补偿，能够满足一般DC/DC 变换器需求。除此之外还具有软启动、输入欠压保护、自定义最大占空比、逐周期限流保护、限流打嗝、频率同步和过温保护等功能。

基于LM5034 控制的有源钳位正激变换器电路见图3。使用电流采样变压器对原边电流进行采样，可以实现高端侧电流采样，与电阻采样方式相比具有更低的采样损耗。输出电压通过运算放大器组成的电压环补偿环路产生误差放大信号，经过光耦隔离送到芯片COMP 引脚，作为内部PWM 比较器的反向输入端，与正向输入端的经过斜坡补偿的原边电流采样信号进行比较，获得PWM 驱动信号控制Q1 管的导通和关断，从而实现输出电压的稳压调节。

图3 基于LM5034控制有源钳位正激变换器电路

2.1 变换器主要参数要求

输入电压DC 36～60 V，额定输入电压DC 48 V，额定输出电压DC 3.3 V，额定输出电流30 A，开关频率f为200 kHz，最大占空比Dmax取0.6。输入电压最低VINmin=36 V 时，对应最大占空比Dmax，由正激变换器的输入输出电压关系可以计算出变压器副边与原边匝比n为：

式中：NS为变压器副边匝数；
NP为变压器原边匝数；
VD为副边同步整流管导通压降，取值0.4 V；
VO为输出电压，取值3.3 V；
n为变压器匝比，取值1/6。

依据式(1)可计算，当最大输入电压为60 V 时，最小占空比Dmin为0.37。

2.2 输出滤波电感设计

设定正激变换器在额定负载条件下工作在电流连续模式，电感电流变化量ΔIL为额定输出电流的20%，即ΔIL=6 A，由此可以计算所需最小电感量LO为：

取LO=2 μH。

电感电流有效值为：

式中：Ton和Toff分别为最高输入电压下(对应最小占空比Dmin)导通和关断时间，分别取值1.85 和3.15 μs；
Ts是开关周期，取值5 μs。

选择飞磁公司3C95 型号EQ20 磁芯，其截面积Ae=59 mm2，取最大工作磁通密度Bm=0.28 T。电感所需匝数：

取NL=4。由于电感电流较大，采用铜带进行绕制效果更佳，铜带散热较好，电流密度范围在10～20 A/mm2，此处取15 A/mm2，据此电感采用两股宽度为2 mm、厚度为0.5 mm 的铜带并联绕制。

2.3 变压器设计

2.3.1 AP 法粗选磁芯

AP法粗选磁芯如式(5)所示：

式中：k是窗口系数，一般取0.4；
ΔB为磁通变化量，取0.16 T；
η是变换器效率，取0.9；
j是电流密度，取5 A/mm2。

选择飞磁公司3C95 型号EQ20 磁芯，其截面积Ae=59 mm2，窗口面积Aw=37.7 mm2，其AP值为2 205 mm4，能够满足设计需求。

2.3.2 原副边匝数

当原边MOS 管导通时，输入电压施加在变压器原边绕组上，由电磁感应定律可得变压器原边匝数为：

取原边匝数Np=12，根据变压器匝比n可以计算出变压器副边匝数NS=2。

2.3.3 选择变压器线径

在最低输入电压情况下计算变压器原副边电流有效值。变压器原边电流有效值为：

变压器副边电流有效值为：

考虑到变压器副边电流较大，若采用传统的导线绕制，所用导线线径较粗，制作出来的变压器体积较大，且导线堆叠不利于散热。为了减小变压器体积、提高电流密度和增强散热，电流较小的原边采用PCB 绕组，电流较大的副边采用铜带绕制。具体制作时原边采用两块双层PCB 板串联，每块PCB 板顶底层各绘制3 圈相连走线，两层之间串联连接，之后两个PCB 板之间再串联连接，变成总数12 匝。副边采用2 mm 宽、0.5 mm 厚铜带，每层绕制一圈，共绕制4 层，两层分为一组，组内串联，组间并联，原副边采用夹绕结构(原副原原副原)。

2.4 输出电容设计

输出电容由允许的最大输出电压纹波来决定，本电路输出电压纹波取输出电压的1%，即ΔVO=0.033 V。根据电容的充放电原理可以计算所需输出电容CO为：

公式(9)得到的输出电容未考虑到寄生电阻ESR的影响，开关频率200 kHz 左右时，输出电压纹波主要由电容ESR决定，在选择电容时要保证ESR能够满足输出电压纹波要求。

综上，样机中输出电容采用2 颗330 μF/6.3 V 钽电容，3 颗47 μF/6.3 V 陶瓷电容并联。

2.5 功率管选型

功率管的选型主要考虑耐压和流过电流有效值两个方面。主电路功率管和钳位电路功率管耐压都等于钳位电容电压，公式(11)给出了计算方法，利用mathcad 软件可以绘制出耐压随输入电压变化曲线，如图4 所示。

图4 功率管漏源极电压

从图4 中可以看出，当输入电压达到60 V 时，耐压达到最大值约为95 V。

流过主功率管Q1 电流有效值：

钳位功率管Q2 在变压器复位阶段工作，流过的电流主要为励磁电流，与主电路电流相比该电流很小，因此在选型时主要考虑选择栅极驱动电荷Qg较低的功率管，其次考虑选择导通电阻较低的功率管。

根据上述理论分析和参数设计方法制作了一台100 W 原理样机，输入电压36～60 V，额定输出电压3.3 V，采用LM5034 作为控制芯片对电路进行控制，副边采用自驱动同步整流方案。图5 为额定输入VIN=48 V，满载30 A 输出时主功率管Q1 的Vds和Vgs电压波形，从图中可以看到在主功率管Q1 开通之前Vds电压从92 V 降低到60 V，实现了软开关。波形中测量占空比为44%，Vds(Q1)峰值电压为92 V，与理论计算相同。图6 是VIN为48 V、满载30 A 输出时，钳位电路功率管Q2 的Vds和Vgs电压波形，因为Q2 为PMOS，因此其驱动电压为负压时导通。从图6 中可以看出Q2 也实现了软开关。Vds(Q2)峰值为-88 V，与理论计算相同。实验结果验证了设计方法的正确性。

图5 主功率管Q1栅源极和漏源极波形

图6 钳位电路功率管Q2栅源极和漏源极波形截图

图7 给出了VIN=48 V 时，不同负载电流下的效率曲线。从图中可以看出最高效率达到了93%以上，满足设计要求。在整个负载范围内输出电压在3.309～3.312 V 之间，负载调整率小于0.5%，输出稳定性很高。

图7 效率曲线

依据有源钳位正激变换器的基本工作原理，给出了变压器、输出滤波电感、输出电容和功率管的参数计算方法，制作一台基于LM5034 控制的100 W 实验样机。用样机验证有源钳位电路具备抑制主功率管的电压尖峰、实现漏感能量回收的功能，还验证该电路通过原边功率管软开关，实现进一步提高变换效率的功能。表明有源钳位正激变换器适用于中小功率有隔离需求的场合使用。